Структура и алгоритмы работы спутниковых радионавигационных систем — страница 10

  • Просмотров 11845
  • Скачиваний 764
  • Размер файла 276
    Кб

времени tk, такие, что tk - tk-1 = TСИ = соnst. Данную последовательность удобно представлять в виде однородной марковской цепи с матрицей перехода pij = 0,5; i,j = t) можно описать компонентой в общем случае многомерного марковского процесса xφ(t), т. е. - n-мерный вектор; x(t) описывается векторным уравнением (1.10) где Fφ, Gφ – матрицы размера и соответственно; ηφ(t) – m-мерный вектор белых гауссовских шумов с нулевыми математическими

ожиданиями и матрицей спектральных плотностей Nηφ / 2.Наиболее часто используются модели φ(t) = ηφ(t), (1.11) что соответствует = 1, Fφ= 0, Gφ = 1; (1.12) что соответствует Gφ=; (1.13) что соответствует Fφ = ; Gφ = Аналогичное представление в виде компоненты многомерного марковского процесса принимается для описания изменения во времени задержки τ (1.14) где Fτ, - матрицы размера и соответственно; ητ(t) - Nητ / 2. Шумы

ητ(t) и ηφ(t) полагаются некоррелированными. Общее решение задачи оптимальной непрерывно-дискретной фильтрации, т.е. совместной фильтрации параметров сигнала, одни из которых меняются непрерывно, а другие – дискретно, дано в [6.2]. Конкретизация общих соотношений в рассматриваемой задаче приводит к комплексной системе фильтрации, включающей дискриминаторы задержки и фазы сигнала и сглаживающие фильтры для оценок

задержки и фазы [6.7, 6.8]. В комплексной системе фильтрации каждая из оптимальной оценок и формируется после обработки сигналов с выходов двух дискриминаторов (задержки и фазы). Однако это приводит к достаточно сложной системе, поэтому на практике оценку задержки сигнала формируют по сигналам временного дискриминатора, а оценку фазы - по сигналам фазового дискриминатора, т.е. перекрестные свя­зи между "разноименными"

оценками и дискриминаторами не учитываются. Уравнения оптимальной фильтрации без учета указанных перекрестных связей и при выполнении условия (при работе приемоиндикаторов в реальных условиях) имеют следующий вид: (1.15) (1.17) где - функция гиперболического тангенса; и - матрицы дисперсии ошибок фильтрации векторов и соответственно, которые удовле­творяют уравнениям Риккати (1.18) (1.19) где - крутизны дискриминационных

характеристик дискриминатора задержки сигнала и фазового дискриминатора. Уравнение (1.15) описывает канал оценки задержки сигнала (1.16) - канал оценки фазы сигнала ; (1.17) - оценку дискретного параметра - коэффициенты усиления. Схема следящего измерителя, описываемого уравнениями (1.15)… (1.17) приведена на рис. 1.3, где - векторы коэффициентов усиления сглаживающих фильтров каналов оценки задержки и фазы сигнала. Канал оценки задержки